本文方案中所设计的USB电源开关采用自举电荷泵,为N 型功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。在负载出现异常时,过流保护电路能迅速限制功率管电流,以避免热插拔对电路造成损坏。
USB 开关电路方案设计的整体思路
图1 为USB 电源开关方案的整体设计。其中 V IN为电源输入, VOUT 为USB 的输出。在负载正常的情况下,由电荷泵产生足够高的栅驱动电压,使NHV1 工作在深线性区,以降低从输入电源( VIN )到负载电压( VOUT ) 的导通损耗。当功率管电流高于1 A 时,Currentsense 输出高电平给过流保护电路( Currentlimit );过流保护电路通过反馈负载电压给电荷泵,调节电荷泵输出( VPUMP ),从而使功率管的工作状态由线性区变为饱和区,限制功率管电流,达到保护功率管的目的。当负载恢复正常后,Currentsense 输出低电平,电荷泵正常工作。
图1 USB电源开关原理图
电荷泵设计
图2 自举电荷泵原理图
自举电荷泵不需要为MN2 和MP2 提供栅驱动电压,控制简单,但输出电压会有一个阈值损失。图3 是改进后的电荷泵电路图,Φ1 和Φ2 为互补无交叠时钟。由MN2、MN5、MP3、MP2 和电容C2 组成的次电荷泵为MN4、MP4 提供栅压,以保证其完全关断和开启。当Φ1 为低电平时,MP1 导通,电位增加, 此时,V3 电位为零,MP4 导通,V 2 上的电荷转移到栅电容C GAT E 上,VPUMP 电位升高。当Φ1 为高电平时,MP2 导通,为C2 充电,V4 电位上升至电源电位,V 3 电位随之上升,MP3 导通,V PUMP 电位继续升高。MN3 相当于 二极管 ,起单向导电的作用。
在VPUMP 电压升高到VIN + VT 以后,MN3 隔离V3到电源的通路,保证V3 的电荷由MP3 全部充入栅电容。这样,C1 和C2 相互给栅电容充电,若干个时钟周期后,电荷泵输出电压接近两倍电源电压。
在电荷泵输出电压升高的过程中,功率管提供的负载电流逐渐上升,避免在容性负载上引起浪涌电流( inrush current )。
图3 改进后的电荷泵
过流保护电路设计
当出现过载和短路故障时,负载电流达到数安培,需要精确的限流电路为功率管和输入电源提供保护。对于MOS 器件,只有工作在饱和区时的电流容易控制。限流就是通过反馈负载电压,调节电荷泵输出电压来实现的。图4 是限流电路的原理图。
图4 限流电路原理图
N 型功率管NHV 的源与P 型限流管MP6 的栅相接, N 型功率管NHV 的栅与P 型限流管MP6的源相接。从而达到控制功率管栅源压降的目的。
通过设置NHV 和MP6 宽长比、功率管的并联个数、电荷泵的时钟周期以及电荷泵的电容值, 就可以确定功率管的电流。当负载恢复正常后, 电流限信号( V LIMIT ) 为低电平, MN7 截止, 电荷泵正常工作, 为功率管提供2 倍于电源的栅驱动电压。这种过流保护电路通过MP6 泄放功率管的栅电荷, 易实现限流功能, 适用于N 型功率管的电源开关。
仿真结果与讨论
图5 为负载正常情况下负载输出电压和功率管电流的仿真波形。电源电压为5 V,,C1、C2 电容值为1 pF, 时钟周期为40 s,,NHV 和MP6 宽长比的比值为300,,功率管的并联个数为1 103。采用0. 6 m30 V BCD 工艺,在典型条件下,用HSPICE 对整体电路仿真。由波形可以看出,在1 ms 内,负载输出电压逐渐上升,功率管电流没有过冲,启动时间为1. 7 ms.3 ms 后,功率管完全开启,为负载提供电源。
图5 启动时功率管电流和负载输出电压
表1 为限流电路工作时功率管的平均栅电压和平均电流。图6 为USB 开关启动8 ms 后负载短路到恢复正常的仿真结果。USB 开关在负载正常情况下启动, 8 ms 后负载短路,负载电流过冲到3. 1A.当过流保护电路工作后,过流保护电路将电流限制在0. 3 A, 保护了U SB 端口。16 ms 后,负载恢复正常,电源开关重新启动。
表1 限流时功率管平均栅电压和平均电流
图6 USB 开关在启动、限流和恢复正常过程中, 电荷泵输出电压、负载输出电压和功率管电流的仿真波形
结论
本文提出了一种满足USB 规范的电源开关设计方案。一种结构简单的自举电荷泵为N 型功率管提供栅驱动电压,以降低开关的导通损耗。精确的限流电路针对过载和短路故障,对输入电源提供保护。仿真结果表明,在负载短路瞬间,限流电路能够有效地减小过冲电流,并能把电流限制在0. 3 A,,达到保护USB 端口的目的,进而证实了该方案的实用性。
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